1、由于MOSFET的結構，通常它可以做到電流很大，可以到上KA，但是前提耐壓能力沒有IGBT強。
2、IGBT可以做很大功率，電流和電壓都可以，就是一點頻率不是太高，目前IGBT硬開關速度可以到100KHZ，那已經(jīng)是不錯了。不過相對于MOSFET的工作頻率還是九牛一毛，MOSFET可以工作到幾百KHZ，上MHZ，以至幾十MHZ，射頻領域的產(chǎn)品。
3、就其應用，根據(jù)其特點:MOSFET應用于開關電源，鎮(zhèn)流器，高頻感應加熱，高頻逆變焊機，通信電源等等高頻電源領域;IGBT集中應用于焊機，逆變器，變頻器，電鍍電解電源，超音頻感應加熱等領域
開關電源 (Switch Mode Power Supply；SMPS) 的性能在很大程度上依賴于功率半導體器件的選擇，即開關管和整流器。
雖然沒有萬全的方案來解決選擇IGBT還是MOSFET的問題，但針對特定SMPS應用中的IGBT 和 MOSFET進行性能比較，確定關鍵參數(shù)的范圍還是能起到一定的參考作用。
本文將對一些參數(shù)進行探討，如硬開關和軟開關ZVS (零電壓轉換) 拓撲中的開關損耗，并對電路和器件特性相關的三個主要功率開關損耗—導通損耗、傳導損耗和關斷損耗進行描述。此外，還通過舉例說明二極管的恢復特性是決定MOSFET 或 IGBT導通開關損耗的主要因素，討論二極管恢復性能對于硬開關拓撲的影響。
導通損耗
除了IGBT的電壓下降時間較長外，IGBT和功率MOSFET的導通特性十分類似。由基本的IGBT等效電路（見圖1）可看出，完全調節(jié)PNP BJT集電極基極區(qū)的少數(shù)載流子所需的時間導致了導通電壓拖尾（voltage tail）出現(xiàn)。
這種延遲引起了類飽和 (Quasi-saturation) 效應，使集電極/發(fā)射極電壓不能立即下降到其VCE(sat)值。這種效應也導致了在ZVS情況下，在負載電流從組合封裝的反向并聯(lián)二極管轉換到 IGBT的集電極的瞬間，VCE電壓會上升。IGBT產(chǎn)品規(guī)格書中列出的Eon能耗是每一轉換周期Icollector與VCE乘積的時間積分，單位為焦耳，包含了與類飽和相關的其他損耗。其又分為兩個Eon能量參數(shù)，Eon1和Eon2。Eon1是沒有包括與硬開關二極管恢復損耗相關能耗的功率損耗；Eon2則包括了與二極管恢復相關的硬開關導通能耗，可通過恢復與IGBT組合封裝的二極管相同的二極管來測量，典型的Eon2測試電路如圖2所示。IGBT通過兩個脈沖進行開關轉換來測量Eon。第一個脈沖將增大電感電流以達致所需的測試電流，然后第二個脈沖會測量測試電流在二極管上恢復的Eon損耗。
在硬開關導通的情況下，柵極驅動電壓和阻抗以及整流二極管的恢復特性決定了Eon開關損耗。對于像傳統(tǒng)CCM升壓PFC電路來說，升壓二極管恢復特性在Eon (導通) 能耗的控制中極為重要。除了選擇具有最小Trr和QRR的升壓二極管之外，確保該二極管擁有軟恢復特性也非常重要。軟化度 (Softness)，即tb/ta比率，對開關器件產(chǎn)生的電氣噪聲和電壓尖脈沖 (voltage spike) 有相當?shù)挠绊?。某些高速二極管在時間tb內，從IRM(REC)開始的電流下降速率(di/dt)很高，故會在電路寄生電感中產(chǎn)生高電壓尖脈沖。這些電壓尖脈沖會引起電磁干擾(EMI)，并可能在二極管上導致過高的反向電壓。
在硬開關電路中，如全橋和半橋拓撲中，與IGBT組合封裝的是快恢復管或MOSFET體二極管，當對應的開關管導通時二極管有電流經(jīng)過，因而二極管的恢復特性決定了Eon損耗。所以，選擇具有快速體二極管恢復特性的MOSFET十分重要。不幸的是，MOSFET的寄生二極管或體二極管的恢復特性比業(yè)界目前使用的分立二極管要緩慢。因此，對于硬開關MOSFET應用而言，體二極管常常是決定SMPS工作頻率的限制因素。
一般來說，IGBT組合封裝二極管的選擇要與其應用匹配，具有較低正向傳導損耗的較慢型超快二極管與較慢的低VCE(sat)電機驅動IGBT組合封裝在一起。相反地，軟恢復超快二極管，可與高頻SMPS2開關模式IGBT組合封裝在一起。
除了選擇正確的二極管外，設計人員還能夠通過調節(jié)柵極驅動導通源阻抗來控制Eon損耗。降低驅動源阻抗將提高IGBT或MOSFET的導通di/dt及減小Eon損耗。Eon損耗和EMI需要折中，因為較高的di/dt 會導致電壓尖脈沖、輻射和傳導EMI增加。為選擇正確的柵極驅動阻抗以滿足導通di/dt 的需求，可能需要進行電路內部測試與驗證，然后根據(jù)MOSFET轉換曲線可以確定大概的值 (見圖3)。
假定在導通時，F(xiàn)ET電流上升到10A，根據(jù)圖3中25℃的那條曲線，為了達到10A的值，柵極電壓必須從5。2V轉換到6。7V，平均GFS為10A/(6。7V-5。2V)=6。7mΩ。
公式1 獲得所需導通di/dt的柵極驅動阻抗
把平均GFS值運用到公式1中，得到柵極驅動電壓Vdrive=10V，所需的 di/dt=600A/μs，F(xiàn)CP11N60典型值VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF；于是可以計算出導通柵極驅動阻抗為37Ω。由于在圖3的曲線中瞬態(tài)GFS值是一條斜線，會在Eon期間出現(xiàn)變化，意味著di/dt也會變化。呈指數(shù)衰減的柵極驅動電流Vdrive和下降的Ciss作為VGS的函數(shù)也進入了該公式，表現(xiàn)具有令人驚訝的線性電流上升的總體效應。
同樣的，IGBT也可以進行類似的柵極驅動導通阻抗計算，VGE(avg) 和 GFS可以通過IGBT的轉換特性曲線來確定，并應用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。計算所得的IGBT導通柵極驅動阻抗為100Ω，該值比前面的37Ω高，表明IGBT GFS較高，而CIES較低。這里的關鍵之處在于，為了從MOSFET轉換到IGBT，必須對柵極驅動電路進行調節(jié)。
傳導損耗需謹慎
在比較額定值為600V的器件時，IGBT的傳導損耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。這種比較應該是在集電極和漏極電流密度可明顯感測，并在指明最差情況下的工作結溫下進行的。例如，F(xiàn)GP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET均具有1℃/W的RθJC值。圖4顯示了在125℃的結溫下傳導損耗與直流電流的關系，圖中曲線表明在直流電流大于2。92A后，MOSFET的傳導損耗更大。
不過，圖4中的直流傳導損耗比較不適用于大部分應用。同時，圖5中顯示了傳導損耗在CCM (連續(xù)電流模式)、升壓PFC電路，125℃的結溫以及85V的交流輸入電壓Vac和400 Vdc直流輸出電壓的工作模式下的比較曲線。圖中，MOSFET-IGBT的曲線相交點為2。65A RMS。對PFC電路而言，當交流輸入電流大于2。65A RMS時，MOSFET具有較大的傳導損耗。2。65A PFC交流輸入電流等于MOSFET中由公式2計算所得的2。29A RMS。MOSFET傳導損耗、I2R，利用公式2定義的電流和MOSFET 125℃的RDS(on)可以計算得出。把RDS(on)隨漏極電流變化的因素考慮在內，該傳導損耗還可以進一步精確化，這種關系如圖6所示。
一篇名為“如何將功率MOSFET的RDS(on)對漏極電流瞬態(tài)值的依賴性包含到高頻三相PWM逆變器的傳導損耗計算中”的IEEE文章描述了如何確定漏極電流對傳導損耗的影響。作為ID之函數(shù)，RDS(on)變化對大多數(shù)SMPS拓撲的影響很小。例如，在PFC電路中，當FCP11N60 MOSFET的峰值電流ID為11A——兩倍于5。5A (規(guī)格書中RDS(on) 的測試條件) 時，RDS(on)的有效值和傳導損耗會增加5％。
在MOSFET傳導極小占空比的高脈沖電流拓撲結構中，應該考慮圖6所示的特性。如果FCP11N60 MOSFET工作在一個電路中，其漏極電流為占空比7。5%的20A脈沖 (即5。5A RMS)，則有效的RDS(on)將比5。5A（規(guī)格書中的測試電流）時的0。32歐姆大25%。
式2中，Iacrms是PFC電路RMS輸入電流；Vac是 PFC 電路RMS輸入電壓；Vout是直流輸出電壓。
在實際應用中，計算IGBT在類似PFC電路中的傳導損耗將更加復雜，因為每個開關周期都在不同的IC上進行。IGBT的VCE(sat)不能由一個阻抗表示，比較簡單直接的方法是將其表示為阻抗RFCE串聯(lián)一個固定VFCE電壓，VCE(ICE)=ICE×RFCE+VFCE。于是，傳導損耗便可以計算為平均集電極電流與VFCE的乘積，加上RMS集電極電流的平方，再乘以阻抗RFCE。
圖5中的示例僅考慮了CCM PFC電路的傳導損耗，即假定設計目標在維持最差情況下的傳導損耗小于15W。以FCP11N60 MOSFET為例，該電路被限制在5。8A，而FGP20N6S2 IGBT可以在9。8A的交流輸入電流下工作。它可以傳導超過MOSFET 70% 的功率。
雖然IGBT的傳導損耗較小，但大多數(shù)600V IGBT都是PT (Punch Through，穿透) 型器件。PT器件具有NTC (負溫度系數(shù))特性，不能并聯(lián)分流?；蛟S，這些器件可以通過匹配器件VCE(sat)、VGE(TH) (柵射閾值電壓) 及機械封裝以有限的成效進行并聯(lián)，以使得IGBT芯片們的溫度可以保持一致的變化。相反地，MOSFET具有PTC (正溫度系數(shù))，可以提供良好的電流分流。
關斷損耗——問題尚未結束
在硬開關、鉗位感性電路中，MOSFET的關斷損耗比IGBT低得多，原因在于IGBT 的拖尾電流，這與清除圖1中PNP BJT的少數(shù)載流子有關。圖7顯示了集電極電流ICE和結溫Tj的函數(shù)Eoff，其曲線在大多數(shù)IGBT數(shù)據(jù)表中都有提供。 這些曲線基于鉗位感性電路且測試電壓相同，并包含拖尾電流能量損耗。
圖2顯示了用于測量IGBT Eoff的典型測試電路， 它的測試電壓，即圖2中的VDD，因不同制造商及個別器件的BVCES而異。在比較器件時應考慮這測試條件中的VDD，因為在較低的VDD鉗位電壓下進行測試和工作將導致Eoff能耗降低。
降低柵極驅動關斷阻抗對減小IGBT Eoff損耗影響極微。如圖1所示，當?shù)刃У亩鄶?shù)載流子MOSFET關斷時，在IGBT少數(shù)載流子BJT中仍存在存儲時間延遲td(off)I。不過，降低Eoff驅動阻抗將會減少米勒電容 (Miller capacitance) CRES和關斷VCE的 dv/dt造成的電流注到柵極驅動回路中的風險，避免使器件重新偏置為傳導狀態(tài)，從而導致多個產(chǎn)生Eoff的開關動作。
ZVS和ZCS拓撲在降低MOSFET 和 IGBT的關斷損耗方面很有優(yōu)勢。不過ZVS的工作優(yōu)點在IGBT中沒有那么大，因為當集電極電壓上升到允許多余存儲電荷進行耗散的電勢值時，會引發(fā)拖尾沖擊電流Eoff。ZCS拓撲可以提升最大的IGBT Eoff性能。正確的柵極驅動順序可使IGBT柵極信號在第二個集電極電流過零點以前不被清除，從而顯著降低IGBT ZCS Eoff 。
MOSFET的 Eoff能耗是其米勒電容Crss、柵極驅動速度、柵極驅動關斷源阻抗及源極功率電路路徑中寄生電感的函數(shù)。該電路寄生電感Lx (如圖8所示) 產(chǎn)生一個電勢，通過限制電流速度下降而增加關斷損耗。在關斷時，電流下降速度di/dt由Lx和VGS(th)決定。如果Lx=5nH，VGS(th)=4V，則最大電流下降速度為VGS（th）/Lx=800A/μs。
總結：
在選用功率開關器件時，并沒有萬全的解決方案，電路拓撲、工作頻率、環(huán)境溫度和物理尺寸，所有這些約束都會在做出最佳選擇時起著作用。
在具有最小Eon損耗的ZVS 和 ZCS應用中，MOSFET由于具有較快的開關速度和較少的關斷損耗，因此能夠在較高頻率下工作。
對硬開關應用而言，MOSFET寄生二極管的恢復特性可能是個缺點。相反，由于IGBT組合封裝內的二極管與特定應用匹配，極佳的軟恢復二極管可與更高速的SMPS器件相配合。
后語：MOSFE和IGBT是沒有本質區(qū)別的，人們常問的“是MOSFET好還是IGBT好”這個問題本身就是錯誤的。至于我們?yōu)楹斡袝r用MOSFET，有時又不用MOSFET而采用IGBT，不能簡單的用好和壞來區(qū)分，來判定，需要用辯證的方法來考慮這個問題。
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